La utilización de circuitos digitales y analógicos diferenciales (o equilibrados) para el tratamiento de la información ha aumentado en los últimos años. Cuando se transmiten señales eléctricas de alta velocidad, tanto los campos electromagnéticos (EM) generados por las señales transmitidas como la corriente de retorno de la placa de masa pueden causar interferencia eléctrica en circuitos adyacentes. Además, con la tendencia de los sistemas digitales a pasar a una tensión de funcionamiento más baja, la oscilación de la señal lógica y el margen de ruido también disminuyen, lo que deteriora la inmunidad al ruido del sistema digital.

Debido a estas y otras razones, la señalización diferencial es cada vez más popular tanto en aplicaciones digitales como analógicas. De hecho, varios estándares comunes de comunicación de bajo voltaje (como USB, Serial ATA o HDMI, entre otros) hacen uso de señales diferenciales. Tenga en cuenta que, para el mismo nivel de tensión de funcionamiento, las señales diferenciales proporcionan una corriente de retorno mucho más baja en la placa de masa, una mejor inmunidad al ruido, menos interferencia electromagnética (EMI) y menos interferencias en comparación con las implementaciones convencionales de un solo extremo. Además, las señales diferenciales no se ven afectadas por el ruido externo, que se acopla principalmente a la componente de modo común de la tensión total.

Sin embargo, aunque se supone que las señales diferenciales ideales resuelven todos los problemas mencionados anteriormente, en un escenario realista, donde la simetría del circuito se ha roto ligeramente o las señales aplicadas presentan algún nivel de distorsión temporal, la presencia de ruido en modo común (CM) es inevitable. Este ruido CM es la fuente de la mayoría de los problemas de radiación y EMI. Por lo tanto, los circuitos diferenciales deben diseñarse de tal manera que se rechace el CM y, al mismo tiempo, no se perturbe la señal en modo diferencial (DM), preservando así su integridad dentro de la gama de frecuencias de interés.

En este contexto, muchos dispositivos diferenciales de microondas (o balanceados) han sido propuestos en la literatura, incluyendo filtros de modo común basados en líneas diferenciales artificiales, filtros de paso de banda balanceados, divisores/combinadores de potencia, diplexores y ecualizadores pasivos. Entre los dispositivos balanceados antes mencionados, los filtros de modo común y los filtros de paso de banda balanceados son, con mucho, los que han atraído más atención en la literatura. Sin embargo, se han llevado a cabo muchas menos investigaciones en el área de los diplexores diferenciales de microondas. Dadas las tendencias actuales hacia los sistemas multibanda, los diplexores ofrecen una solución muy interesante para aumentar la compacidad y reducir el coste de los frontales de RF.

Por lo tanto, el diseño de los diplexores equilibrados merece más atención. Hasta donde los autores saben, se han propuesto en la literatura dos tipos diferentes de diplexores con operación diferencial: los diplexores balun y los diplexores equilibrados.

 

Los diplexores Balun están compuestos por un puerto de entrada de un solo extremo y dos puertos de salida balanceados (o viceversa). En un diplexor balanceado, tanto los canales de entrada como los de salida son de naturaleza diferencial (nos referiremos a este tipo de diplexores como diplexores balanceados a balanceados (B-B)). En todos los casos, el procedimiento más común para realizar una operación de diplexado diferencial consiste en el diseño de dos filtros diferentes (de un solo extremo o balanceados) conectados a un puerto de entrada común (que, de nuevo, puede ser de un solo extremo o balanceado).

Se requieren buenas propiedades de transmisión DM, un alto aislamiento canal a canal y una débil transmisión CM simultáneamente. Se han utilizado varias técnicas para lograr los objetivos antes mencionados en mayor o menor medida. Por ejemplo, los diplexores de balun utilizan filtros de paso de banda cuyos resonadores tienen frecuencias de resonancia DM y CM muy distantes entre sí. Los filtros están conectados a una entrada común por medio de una unión en T, proporcionando buenas respuestas de DM y CM con un alto aislamiento.

Sin embargo, esta configuración presenta una geometría intrincada, lo que complica el proceso de diseño. Esta idea se amplió para diseñar un diplexor balun y un diplexor equilibrado cuyos resonadores requieren conexión a tierra a través de agujeros. Esta característica introduce una complejidad adicional en el proceso de diseño y fabricación. El mismo concepto se utiliza para el diseño de diplexores equilibrados, con la novedad de la introducción de ceros de transmisión (TZs) asociados a la existencia de acoplamientos mutuos entre líneas de entrada/salida cargadas de muñones. Aunque la selectividad y el aislamiento de DM son buenos, la supresión de CM es pobre debido a la ruta de acoplamiento adicional proporcionada por las líneas de entrada/salida.

Para resolver este problema, se modifica la estructura introduciendo muñones en cortocircuito a lo largo del plano de simetría del resonador. La longitud de los talones se ajusta para introducir un modo común TZ en la frecuencia central de cada banda de paso de canal. El principal inconveniente de esta técnica es, una vez más, la necesidad de utilizar agujeros vía.

El uso de resonadores híbridos microtrip/slot line evita la transmisión CM y permite el diseño de balun y diplexores equilibrados con buen rendimiento de DM y altos niveles de aislamiento. Sin embargo, en aplicaciones prácticas, se prefieren los planos de tierra sin ranuras para reducir las pérdidas de radiación y los posibles problemas de compatibilidad electromagnética (CEM). Muy recientemente, los autores de esta contribución han presentado un diplexor B-B basado en filtros basados en resonadores de anillo partido acoplados en el borde.

Este diseño proporciona una buena respuesta DM y CM con un diseño muy compacto, a expensas de ser una estructura complicada donde se requiere un mecanismo de excitación sofisticado. Por último, se presentan dos diplexores B-B diferentes que utilizan respuestas Chebyshev basadas en resonadores de modo dual con acoplamiento magnético y esquemas de acoplamiento de ranura de microstrip.

Aunque se obtiene un buen rendimiento dentro de las bandas de paso tanto para DM como para CM, las estructuras propuestas exhiben un tamaño eléctrico relativamente grande. Además, se observa un aislamiento de canal bastante pobre, y la estructura con acoplamiento magnético sufre de resonancias CM en la región fuera de banda, degradando así el rendimiento de CM en la región de frecuencia superior del espectro. Para finalizar este apartado, cabe mencionar que recientemente se han reportado algunos trabajos sobre diplexores cuatribanda balanceados que hacen uso de las técnicas mencionadas anteriormente.

En un trabajo reciente de algunos de los autores, se demostró que el uso de resonadores de bucle abierto acoplados magnéticamente o de impedancia escalonada plegada ofrece una solución muy sencilla para implementar filtros de paso de banda balanceado de banda simple con alta supresión de CM y excelente rendimiento de DM. La naturaleza eléctrica del acoplamiento CM asegura una transmisión CM intrínsecamente pobre cuando se utiliza el acoplamiento magnético para generar la respuesta diferencial.

 

En el presente documento se proponen dos nuevos diplexores equilibrados basados en filtros de bucle abierto (prototipo I) y FSIR (prototipo II) de paso de banda único equilibrado. Se mostrará cómo el uso de una metodología de diseño bien conocida para filtros de resonancia acoplados hace posible la fabricación de un diplexor balanceado compacto y de alto rendimiento al unir los dos filtros balanceados a una entrada balanceada común.

El trabajo está organizado de la siguiente manera: en la sección II se presenta el primer prototipo de diplexor, basado en dos filtros de bola de resonancia de bucle abierto acoplados de segundo orden. El segundo prototipo, basado en un par de filtros balanceados de resonadores de impedancia escalonada acoplados de cuarto orden (FSIR), se presenta en la sección III. Por último, en la sección IV se presentan algunas conclusiones para resumir las ventajas del enfoque propuesto.

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II. PROTOTIPO I: Diplexor Balanceado Basado en Filtros de Segundo Orden

Como se ha dicho en la introducción, el diseño de los diplexores B-B propuestos en esta contribución comienza con el diseño de los dos filtros equilibrados necesarios. Cada filtro se diseña de forma dependiente y se conecta al mismo puerto de entrada diferencial para obtener la operación de diplexado diferencial. Los esquemas de las configuraciones de microfilm utilizadas para la implementación de los filtros que componen el prototipo de diplexor balanceado:

En lo que sigue, los superíndices “l” y “u” denotan las bandas DM inferior y superior. En el funcionamiento con DM, el plano de simetría, AAj, de la Fig. 1 se comporta como un cortocircuito virtual, lo que obliga a que el mecanismo de acoplamiento de esta configuración sea principalmente magnético. Sin embargo, en la operación CM, AAj es un circuito virtual abierto, que en este caso conduce al acoplamiento eléctrico.

Como se ha demostrado, estas características permiten diseñar filtros de paso de banda equilibrados con un buen rendimiento de DM y un rechazo de CM intrínsecamente fuerte. Esta respuesta se consigue gracias al contraste entre el acoplamiento eléctrico débil (CM) y el acoplamiento magnético fuerte (DM). Además de una fuerte supresión de CM, la solución elegida proporciona un alto aislamiento de DM y CM entre los canales. El diseño de los filtros equilibrados de la Fig. 1(a) y (b) puede realizarse fácilmente utilizando los valores apropiados de los coeficientes de acoplamiento, M , y los factores de calidad externos, Qe, de acuerdo con el método ya explicado. Los valores de M y Qe dependen de las especificaciones del filtro DM a través de las siguientes expresiones bien conocidas:


donde n es el orden del filtro, ∆ es la anchura de banda fraccionada y gj  (j  =  0, . . . , n + 1) son los valores del prototipo de paso bajo para la respuesta del filtro que se va a implementar.

En el caso que nos ocupa, two n = 2 Butterworth filters, with ∆l = ∆u = 7 %, y frecuencias centrales f l = 2.5 GHz , f u = 3.5 GHz están destinados a ser diseñados. Los valores de los correspondientes elementos del prototipo de paso bajo song0 = g3 = 1 y g1 = g2 = 1.4142. Utilizando estos parámetros y la anchura de banda requerida, los valores teóricos para M1,2 y Qe (los mismos para ambas bandas en este caso particular) pueden calcularse utilizando (1) y (2). El resultado es M l  = M1,2 = 0.049 and Ql  e1 = Ql    e2 = Qle = Qu e1  = Q    u  e2= Qu = 20.20. La constante dieléctrica del sustrato elegido es εr = 3.0, su espesor h = 1.016 mm y la pérdida tangente tan δ = 0.0022.

Si los filtros balanceados diseñados en la subsección II.A están conectados a un puerto de entrada diferencial común, se puede realizar una operación de diplexado balanceado. La disposición propuesta se muestra en la Fig. 4, donde se utiliza una unión en T para conectar los filtros de felpudo. En esta figura, Zlin y Zuin representan las impedancias de entrada de las ramas inferior y superior de la unión en T vistas desde la bifurcación de la unión en T. El punto clave al introducir la unión en T es que los factores de calidad externos en las entradas del filtro deben ser los impuestos por las especificaciones de diseño. La unión en T debe ser diseñada para preservar los factores externos de calidad requeridos. Esto asegura un bajo nivel de pérdida de retorno en ambos canales de salida (buena adaptación de la señal). Como se puede ver en la Fig. 4, hay varios parámetros dimensionales involucrados en el diseño de la unión en T. Para simplificar, hemos establecido los valores de l0 =  1.8 mm, wt  =  0.2 mm and  st   =  0.Las longitudes de las líneas de alimentación de las ramas, lu  y    ll, se han utilizado como parámetros ajustables para ajustarse a los factores de calidad externos deseados. La Fig. 5(a) muestra la estructura de acoplamiento con la unión en T utilizada para el cálculo de la tensión externa factores de calidad Qu y Ql mediante el procedimiento ya descrito en el documento que figura a continuación.

Obsérvese que, a diferencia del procedimiento seguido en la subsección II.A, donde Que y Qle se calculan por separado, aquí proponemos la determinación simultánea de los factores de calidad externos. Para dicha derivación, se ha considerado que, a partir del fl0d,el resonador de la banda superior en Fig. 5(a) actúa como una carga reactiva en la entrada del resonador de banda inferior y viceversa. Esto proporciona una caracterización real y completa de los factores de calidad externos de entrada de ambos canales. Las curvas de diseño que muestran el comportamiento de Qlue  versus lu usando ll como parámetro se muestran en Fig. 5(b). Aunque, como se esperaba, Que (Qle) muestra una dependencia más fuerte con lu (ll) que con ll (lu), para una derivación precisa de Que y Qle ambas longitudes deben ser consideradas. Desde Fig. 5(b), los valores necesarios para cumplirQue = Qle =20.2 are ll = 2:36mm y lu = 1:96 mm.

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Para verificar la validez del método utilizado para diseñar la unión en T, la Fig. 6 muestra la respuesta DM simulada del diplexor parar ll = 2:36mm mediante el uso de lu como parámetro de barrido. Desde Fig. 6(b) se puede ver que la banda inferior está bien emparejada para cualquier valor delu , mientras que la pérdida de retorno de la banda superior depende en gran medida del lu. El valor calculado lu = 1:96mm proporciona la mejor pérdida de retorno para la banda de paso superior. El aislamiento puerto a puerto, |Sdd 32 |, está representado en Fig. 6(c). Se puede ver que las dimensiones de la unión en T apenas afectan el nivel de aislamiento entre los dos canales. Este nivel se mantiene mejor que 35 dB y con casi la misma respuesta de frecuencia independientemente de lu. Este es un resultado esperado, debido a la separación entre los dos pasabandas.

En Fig. 7 un estudio similar se lleva a cabo intercambiando los roles de ll y lu (ahora lu = 1:96 mm).Esta figura muestra que el valor de ll = 2:36mm proporciona la mejor combinación para ambas bandas. Tenga en cuenta que este parámetro también puede utilizarse para controlar la ubicación precisa de un cero de transmisión (TZ) existente alrededor de 5 GHz, si se alcanza un equilibrio adecuado entre la posición de esta TZ y el nivel de coincidencia. Esta TZ aparece a la frecuencia con la que Zl en = 0.

A tal frecuencia, la señal verá un cortocircuito que fluye hacia la rama de la unión en T que alimenta el canal de banda inferior. Luego aparecerá una TZ en el canal de banda superior. Por último, los resultados de |Sdd32| que se muestra en Fig. 7(c) confirman nuestra hipótesis de buen aislamiento entre los puertos 2 y 3, independientemente de las dimensiones de la unión en T.

Con el fin de aclarar el proceso de diseño del diplexor B-a-B propuesto en esta sección, a continuación se presenta el siguiente resumen:

  1. Los filtros aislados se diseñan siguiendo el procedimiento estándar bien detallado en referencias en el documento completo.
  2. Se introduce una unión en T con algunas dimensiones elegidas arbitrariamente (para wt, l0, ll, lu y st).
  3. Existen varios parámetros geométricos que definen la disposición de la unión en T. Sólo dos de estos parámetros deben ser ajustados para optimizar la adaptación de los puertos de los diplexores, ya que sólo hay dos parámetros eléctricos (los factores de calidad externos de la banda inferior y superior) que deben ser ajustados. Por lo tanto, sólo las longitudes de las líneas de alimentación de ramales (ll, lu) se utilizan como parámetros ajustables para ajustarse a los factores externos de calidad requeridos en los puertos de entrada de los filtros. El resto de los parámetros geométricos no se modifican en este proceso de optimización. Este paso finaliza el diseño del diplexor B-to-B propuesto.

Con una máquina Protolaser S de LPKF se ha fabricado un prototipo del diplexor equilibrado de la Fig. 4 y se ha medido con el Agilent PNA-E8363B ANA con una extensión de juego de pruebas N4420B (sistema de cuatro puertos). Las respuestas simuladas y medidas de DM y CM se muestran en la Fig. 8(a-d), y una fotografía del dispositivo fabricado se muestra en la Fig. 9. Según las gráficas de la Fig. 8(a-d), la concordancia entre las simulaciones y las mediciones es muy buena. Las bandas de paso inferior y superior de DM medidas se centran en 2,51 GHz y 3,57 GHz, con un nivel de pérdida de inserción (IL) en las frecuencias centrales de 1,14 dB y 1,21 dB, respectivamente.

El ancho de banda fraccional experimental es, según se requiera, del 7 % para ambos pasabandas. El aislamiento medido (Iso) es mejor que 40 dB para el canal de frecuencia inferior y mejor que 33 dB para el superior. Además, el rechazo CM medido es mejor que 50 dB y 48 dB para los canales de las bandas inferior y superior, respectivamente.

Además, en lo que respecta a la calidad de funcionamiento fuera de banda de la MD, se aprecia un rechazo superior a 20 dB en casi toda la gama de frecuencias hasta 10 GHz (hay un pico de transmisión de unos -15 dB en torno a 8,3 GHz). En cuanto al rechazo de CM, es superior a 15 dB en ambos canales hasta 10 GHz y superior a 50 dB dentro de las dos bandas de paso diferenciales, lo que da lugar a un alto nivel de CMRR (como se verá en la próxima tabla comparativa).

Finalmente, el aislamiento de CM y DM es mejor que 30 dB hasta 10 GHz. Esto demuestra que el diplexor proporciona una respuesta muy buena no sólo dentro de las bandas de paso diferenciales de ambos canales, sino también en la región fuera de banda, sobre un ancho de banda amplio, para todos los parámetros de dispersión relevantes.

Con el fin de ilustrar las ventajas de utilizar resonadores de superposición magnética para el diseño de diplexores equilibrados, en el cuadro se ofrece una comparación con las contribuciones anteriores.
I. De los datos incluidos en esta tabla, se puede concluir que el diplexor balanceado propuesto en este trabajo exhibe una combinación muy competitiva de relación de rechazo en modo común (CMRR) y tamaño. Estas características ventajosas han sido resaltadas en la tabla. En cuanto al resto de parámetros eléctricos, la estructura presentada es también muy competitiva.

Además, la estructura se obtiene siguiendo un proceso de diseño muy sencillo, en el que no se necesitan filtros de orden superior ni elementos adicionales como orificios de paso, estructuras de tierra defectuosas o componentes agrupados/distribuidos. A pesar de la simplicidad del diseño, se ha conseguido un muy buen rendimiento para el funcionamiento del diplexor.

III. PROTOTIPO II: Diplexor Balanceado basado en filtros de cuarto orden

El diplexor balanceado de bajo orden estudiado en la sección anterior ha demostrado ser muy eficaz para dividir una señal diferencial en dos canales diferentes (con un buen aislamiento entre ellos) y, al mismo tiempo, para evitar la transmisión CM.

Sin embargo, sería muy interesante probar si nuestra propuesta es adecuada para operar cuando las dos salidas diferenciales deben manejar señales más cercanas entre sí en el dominio de la frecuencia. Para ello, se requiere una mejor selectividad de filtro para ambos canales. Para lograr este objetivo, se pueden introducir caminos de acoplamiento adicionales en la estructura.

Esta técnica permite la introducción de varias TZs a costa de degradar el rechazo CM (el CM encuentra en los caminos de acoplamiento adicionales una forma alternativa de pasar a través del sistema). Así, en este trabajo, para mejorar la selectividad de los filtros, se seguirá una estrategia diferente: el empleo de filtros de orden superior.

Dado que las estructuras de este documento son muy sencillas y el procedimiento de diseño está bien establecido, aumentar el orden de los filtros es sencillo. Obviamente, esto mejorará la selectividad de los filtros. En la Fig. 10 se muestra la disposición del nuevo diplexor propuesto (prototipo II). Como en el ejemplo anterior, los canales de las bandas de frecuencias inferior y superior son 330 y 220, respectivamente. Cada filtro incluye dos resonadores diferentes que han sido denotados por los subíndices “a” y “b”.
Comparando los esquemas de la Fig. 4 y la Fig. 10, se pueden apreciar dos diferencias importantes:

1.Los filtros de la Fig. 10 no son excitados capacitivamente sino inductivamente. Esto se debe a que los filtros de cuarto orden tienen dos secciones de acoplamiento diferentes: una sección de acoplamiento eléctrico (entre resonadores “a-b” separados por sl,u1  y una sección de acoplamiento magnético (entre los resonadores “b-b” separados porsl,u2 ).

Dado que la excitación es realizada por la región inductiva (banda de ancho wl,u1,a) de los resonadores “a”, la excitación inductiva es más efectiva y sencilla que la excitación capacitiva, como se discute, por ejemplo, en el documento completo. Sin embargo, la presencia de al menos una sección con acoplamiento magnético en cada filtro asegura un fuerte rechazo de CM, como se demostrará a continuación.

2. Los resonadores utilizados en la Fig. 10 son FSIRs, en lugar de resonadores de lazo abierto. Esto se ha hecho con dos objetivos principales. La primera es lograr la compacidad. Dado que los filtros del diplexor B-B de esta sección requieren el uso de más resonadores, el uso de FSIRs permite un diseño razonablemente compacto en comparación con el obtenido utilizando resonadores de lazo abierto.

En segundo lugar, demostrar que la metodología utilizada en el apartado anterior puede emplearse con diferentes tipos de resonadores de microstrip. En este sentido, el método es bastante general, como se discute en el documento completo. Después de estas consideraciones, ahora estamos en condiciones de definir las características de las pastillas diferenciales para los canales del diplexor en la Fig. 10: ambos filtros serán de orden n = 4, con respuesta Butterworth,l = 15%, u = 10 %, y frecuencias centrales fl0d = 2:49 GHz , fu0d = 2:98 GHz.

Nótese que los anchos de banda fraccional de paso de banda diferencial han sido elegidos para ser diferentes, en contraste con nuestro ejemplo anterior. De acuerdo con los puntos (1) y (2), se obtienen los valores deseados de los coeficientes de acoplamiento y de los factores de calidad externos: i) canal inferior Ml1;2 = Ml3;4 = 0:13, Ml2;3 = 0:081, Qle1 = Qle4 = Qle = 5:10 y (ii) upper channel Mu1;2 = Mu3;4 = 0:084, Mu2;3 = 0:054, Que1 = Que4 = Que = 7:654.

Los valores de los elementos prototipo de paso bajo para el cálculo de los factores de calidad externos y los coeficientes de acoplamiento son los siguientes g0 = g5 = 1, g1 = g4 = 0:7654 and g2 = g3 = 1:8478. El mismo sustrato utilizado para diseñar y fabricar el prototipo I se emplea en este diseño. Las curvas de diseño similares a las de la Fig. 2(a) y (b) se pueden representar gráficamente para extraer los valores requeridos de Ml,ui;i+1 y Ql,ue . Estas curvas no se han incluido aquí para ahorrar espacio y evitar que se escriba un papel demasiado largo. Sin embargo, vale la pena aclarar que Ml,u1;2 (Ml,u3;4) y Ml,u2;3 están controlados por Sl,u1 y Sl,u2 , respectivamente, mientras que Ql,ue están controlados por tl,u, respectivamente

Una vez diseñados los filtros, ambos se conectan a la entrada diferencial común 110 mediante una unión en T, cuyas ramas se optimizan para preservar los factores externos de calidad requeridos. Se pueden trazar curvas similares a las de la Fig. 5 para encontrar los valores correctos de ll y lu, aunque no se han incluido aquí por razones de brevedad. Las dimensiones finales del diplexor B-B presentadas en esta sección se muestran en la leyenda de la Fig. 10.

El diplexor de la Fig. 10 ha sido simulado, fabricado y medido. Los resultados se representan en la Fig. 11, donde se observa una buena concordancia entre las simulaciones y las mediciones. Las frecuencias centrales medidas (DM) y los FBWs resultan ser fl0d = 2:49 GHz, fu0d = 2:98 GHz, l = 15%,u = 10 %, respectivamente. La IL medida en las frecuencias centrales es de 1,15 dB (canal inferior) y 1,54 dB (canal superior).

En comparación con la respuesta de la Fig. 8, el roll-off de los canales es mayor en este nuevo diseño (mejor selectividad de los filtros). El aislamiento de DM está muy por debajo de 30 dB en toda la gama de frecuencias considerada. El rechazo fuera de banda también es mejor que 30 dB prácticamente hasta 10 GHz, excepto para un pequeño pico de transmisión en el canal 330 a unos 9,1 GHz (aún mejor que 20 dB). En cuanto a los resultados de CM, la Fig. 11 muestra un nivel de rechazo muy fuerte en ambos canales (esperado del acoplamiento magnético).

La supresión de CM es superior a 50 dB y 45 dB para las bandas inferior y superior, respectivamente. Además, el rechazo de CM es mejor que 30 dB en toda la gama de frecuencias para ambos canales, excepto para un pico de transmisión de -15 dB en el canal 220 a aproximadamente 7 GHz. El aislamiento CM es mejor que 40 dB hasta 10 GHz.
Balanced-to-Balanced Microstrip Diplexer Based on Magnetically Coupled ResonatorsBalanced-to-Balanced Microstrip Diplexer Based on Magnetically Coupled ResonatorsBalanced-to-Balanced Microstrip Diplexer Based on Magnetically Coupled ResonatorsEn resumen, el diplexor propuesto ofrece un rendimiento muy bueno en términos de calidad de transmisión de la señal DM y rechazo de la CM. No se observa ninguna interacción entre los canales de salida a pesar de la proximidad entre ellos. Para demostrar los beneficios del diplexor B-B en esta sección, se ha comparado con otras contribuciones en la Tabla I. Según esta tabla, el diplexor parece ser bastante competitivo en términos de CMRR, compacidad (a pesar del orden n = 4), y proximidad de pasabandas diferenciales (nuestra propuesta proporciona el valor más bajo de fu0d=fl0d).

En la Fig. 12 se muestra una fotografía del prototipo fabricado.

Balanced-to-Balanced Microstrip Diplexer Based on Magnetically Coupled Resonators

IV. Conclusiones

En este trabajo, se presentan dos nuevos diplexores balanceados a balanceados en tecnología de microtrip. El Prototipo I está compuesto por dos filtros de paso de banda balanceados basados en resonadores de bucle abierto acoplados magnéticamente. El Prototipo II se basa en dos filtros de paso de banda balanceados diseñados utilizando resonadores de impedancia escalonada acoplados magnéticamente. El proceso de diseño en ambos casos es simple y directo. Básicamente, consiste en diseñar cada filtro de forma independiente, con sus prestaciones deseadas, y luego unirlos a la misma entrada diferencial mediante una línea de transmisión en forma de T. La longitud de cada brazo de la unión en T debe ajustarse para proporcionar un buen nivel de pérdida de retorno en las dos bandas de paso.

Las curvas de diseño pueden ser generadas a partir de simulaciones electromagnéticas teniendo en cuenta la presencia de los dos resonadores. Este proceso de ajuste se puede lograr fácilmente con un bajo costo computacional. Los resultados medidos confirman los beneficios de la idea propuesta.

Por último, en comparación con las aportaciones anteriores, el prototipo I ofrece uno de los niveles más altos de compacidad y de rechazo en modo común, a la vez que sigue siendo muy competitivo en cuanto a los demás parámetros eléctricos relevantes. El Prototipo II proporciona la relación más baja entre las frecuencias centrales a la vez que conserva una compacidad competitiva a pesar de los filtros de alto orden utilizados en el diseño. Se observa un buen roll-off en cada canal para este prototipo sin necesidad de utilizar complejas funciones de transferencia.

El proceso completo se describe en el siguiente documento

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This work has been supported in part by the Spanish Ministerio de Economía y Competitividad with European Union FEDER Funds (contracts TEC2013-41913-P, TEC2016-75650-R, and TEC2017-84724-P), by the Spanish Junta de Andalucía (project P12-TIC- 1435), and by Generalitat de Catalunya (contract 2014SGR-157).

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